摘要：研究了单周期控制技术在Boost PFC变换器中的应用，回顾了传统的平均电流控制技术，对基于UC3854和IRll50S的Boost PFC变换器的电路结构、工作原理、设计过程以及性能进行了详细的比较，并制作了两台实验样机进行实验验证。结果表明，基于IRll50S的Boost PFC变换器在保持了良好性能的同时，还有电路结构简洁，设计过程简单，成本低等优势。
关键词：单周期控制；功率因数校正；Boost变换器；平均电流控制
O 引言
如今，功率因数校正器是工业中使用最广泛的功率电子装置之一，它使得输入电流正弦化，减小了输入电流谐波，从而能满足国际电工标准IEC61000-3-2和美国标准IEEE519以及中国国家标准GB 17625.1的要求。Boost电路拓扑的PFC变换器由于其结构简单，输入纹波小，效率高和良好的性能等优点而普遍被应用。
250 W以上的中大功率应用场合，PFC变换器一般工作在CCM模式。过去二十年中，工业上高性能的CCM Boost PFC变换器一直采用乘法器控制法来实现，该方法包括三种电流连续控制方法：平均电流控制、峰值电流控制和滞环控制，其中，平均电流控制具有稳定性高、无需斜率补偿以及抗噪声能力强等优点而广泛采用，其最经典的控制芯片是UC3854。
单周期控制技术(One-Cycle-Controll，OCC)是一种新型非线性大信号PWM控制技术，文献将其引入Boost PFC电路，实现了良好的PFC性能。最近IR公司推出了采用单周期控制技术的集成芯片IRll50S，作为一种新型芯片，其性能如何，能否在激烈的市场竞争中占有一席之地，跟现有的技术相比有什么优缺点?带着这几个问题，本文将对基于IRl150S和UC3854的Boost PFC电路作一个详细的比较。
1 基于UC3854的Boost PFC原理
1.1 乘法器控制PFC原理
乘法器控制引入一个输入电流反馈控制环，采用模拟乘法器来实现将输入电流校正成为与输入电压同相位的正弦波，如图1所示。乘法器的输入为整流后全波电压u1和电压误差放大器的输出Um，其输出为 
乘法器的输出iMO作为电流环的基准信号，由式(1)可见稳态时该基准电流信号与输入电压u1的形状相同，所以该信号控制电流可以使输入电流跟踪输入电压，从而实现输入电流的正弦化。
1.2 UC3854介绍
UC3854的内部结构图如图2所示，该芯片有16个引脚，内部主要由电压误差放大器、模拟乘法器、电流误差放大器、PWM比较器以及RS触发器组成，另外还包括三角波振荡器、MOSFFT驱动器、7.5V参考电压、欠压比较器、过流比较器等。其主要性能为：适用于Boost型电路，单信号输出；输出驱动电压14.5V，输出驱动电流1A；开关频率恒定，最高为200kHz；最大占空比为95％．适用于CCM 工作模式，平均电流控制。该芯片还有软起动、输入电源欠压保护以及输出过载保护等功能。基于UC3854的Boost PFC电路具有高稳定性和低失真、低噪声灵敏度的特点。 
1.3 基于UC3854的Boost PFC工作原理
输出反馈电压与参考电压经电压误差放大器A1后输出电压误差信号Vm，正比于输入全波整流电压的电流信号IAC和Vm以及输入前馈电压VFF在乘法器中相乘，产生基准电流信号IMO。IMO在电阻上的压降VMO具有与输入整流电压相同的波形，电感电流iL通过电流采样电阻Rs产生电流取样电压Vs，它与VMO一起进入到电流误差放大器A2，因此VMO与Vs上的电压差也应等于零，迫使主电路电流跟踪输入整流电压的波形呈正弦波形。电流误差放大器的输出电压与一个三角波电压在PWM比较器A3中比较后产生一个PWM脉冲信号，经过RS触发器后生成PWM信号，驱动开关管。
2 基于IRll50S的Boost PFC原理
2.l 单周期控制PFC原理
单周期控制技术是上世纪九十年代初发展起来的一种非线性大信号PM控制技术，它利用了开关变换器脉冲非线性的特点而完成对开关电压或电流平均值的瞬时控制，通过控制每个周期内的占空比，使得每个周期中开关变量的平均值严格等于或正比于控制参考量。
PFC电路的目的是使输入电流跟踪输入电压，即变换器输入等效电阻Rc为线性，似设PFC得到很好实现，则有 
式中：i为负载电流；
u1为输入电压；
Rc为变换器输入等效电阻。
将式(2)扩展为 
式中：Rs为电感电流检测电阻； Um为调制电压，
如果输出电容足够大，那么输出电压Uo在一个开关周期内可视为恒定值，从而Um在一个开关周期内也为定值，由式(3)可以看出，iL与u1成正比，从而实现输入电流跟踪输入电压的目的。采用单周期控制技术实现PFC的原理图如3所示。 
2.2 IRll50S介绍
IR1150S是最新推出的基于单周期控制技术的集成芯片，采用sO-8封装，芯片内部主要由电压误差放大器、复位积分器、电流放大器、PWM比较器以及RS触发器组成，另外还有7 V参考电压、过压和欠压比较器、电流限制比较器。其主要性能为：适用于CCM模式Boost型电路，单信号输出；无需输入电压采样；开关频率恒定，最高为200kHz；最大占空比为98%；输出驱动电压13 V，驱动电流1.5A；采用单周期控制技术。该芯片具有输出过压、欠压、空载保护功能；每周期电流峰值限制功能；软启动，微功率起动以及睡眠模式功能。 
2.3 基于IRll50S的Boost PFC工作原理
输出反馈电压与参考电压进入电压误差放大器A1，输出电压误差信号Vm，电流检测电阻上的电压经过电流放大器A3放大2.5倍后与Vm进行运算得到信号V-(t),Vm经过复位积分器A2积分产生一个斜坡信号V+(t)，之后V-(t)和V+(t)经过PWM比较器输出一个脉冲触发信号，该信号经过RS触发器生成两路互补信号，一路驱动开关管，一路控制复位开关s，高电平时将斜坡信号置零。
由本节的论述可知，基于UC3854与IRll50S的Boost PFC电路的最大不同在于基准电流信号的产生和PWM比较器的输入信号，前者工作于平均电流控制模式，后者工作于峰值电流控制模式。
3 设计过程对比
Boost型PFC电路的设计包括主功率级电路和控制电路两部分，在主功率级电路设计方面，基于UC3854和IRl150S的PFC变换器的设计是一样的，都包括输入高频滤波电容、升压电感、输出电容、电流采样电阻以及开关管和二极管的选择5个步骤。因此，控制电路的设计是两者设计过程比较的重点。
3.1 基于UC3854的Boost PFC设计
由前面的论述可知，基于UC3854的PFC电路的核心是乘法器，因此乘法器的设计就是其设计的重点，其设计包括以下几个方面：
(1)前馈电压分压器及滤波器：
(2)乘法器输入电流(R2的选择)；
(3)乘法器输出电阻R5的选择；
(4)偏置电阻R10的选择；
(5)振荡定时器电阻R12的选择。
另外乘法器的输入还来自于电压环的输出乘法器的输出为电流环的参考信号，因此还有以下相关设计：
(1)输出分压、电压误差放大器设计；
(2)峰值电流限制设计；
(3)振荡器频率设计；
(4)电流误差放大器设计；
(5)软起动设计。
控制电路的没计步骤包括以上10个步骤，由于设计过程中多个参数相瓦影响，因此在没计过程中往往还需要反复地设计。设计的具体过程文献[2]中都有详细的说明，这里就不再赘述。
3.2 基于IRll50S的Boost PFC设计
单周期控制的PFC电路的核心是复传积分器，在IR1150S还没有推出前，研究人员一直采用分立元件来实现，由于时间常数与时钟刷期时间需要精确匹配，所以给没计上带来一定的难度。IRll50S把复位积分器集成在内部，不需要额外的辅助电路，给设计带来了r很大的方便。复位积分器的输入为电压环的输出信号，因此基于IRll50S的Boost PFC电路的设计重点是电压误差放大器补偿电路的设计。
IRI150S的电压误差放大器是一个跨导型放大器，使得输出分压电路与误差放大器分离开来。因此，电压环设计包括：
(1)输出分压电路设汁；
(2)电压误差放大器补偿设计；
输出分压传递函数为 
电压误差放大器的传递函数为 
式中：gm为跨导。
电压环路补偿的目的是消除输出反馈电压上的IOOHz频率的纹波，一般让它衰减100倍，所以电压开环增益为 
结合以上三式就可以确定各参数。
芯片内部还集成厂一个同定增益(=2.5)的电流放大器，因此省去了电流环设计。
基于IRI150S的PFC设计过程还包括以下步骤：
(1)输出过压分压电路设计；
(2)采样电流滤波电路没计；
(3)软起动设计。
变换器的保护功能设计中，基于UC3854的Boost PFC电路需要通过外围电路设计来实现欠压以及过流保护，二基于IRI150S的Boost PFC电路的欠压以及过流保护都是在芯片内部集成，通过输出分压电路设汁还可以实现可设定的过压保护功能。
可见，基于TR1150S的Boost PFC电路没有模拟乘法器、输入电压采样、电流环路补偿以及固定的三角波振荡器，设计步骤减少了一半，大大节约了设计的时间：由图5和图6可以看出，基于UC3854的PFC电路外围电路比基于IRll50S的PFC电路复杂得多，前者需要15个电阻，9个电容，而后者只需要9个电阻，5个电容，元器件少也就意味着控制板面积能大大减小，节约了设计成本。 
4 性能对比
由前面的论述可知，基于IRll50S的BoostPFC变换器在电路结构和设计过程上有很大的优势，下面对两者的性能进行分析。
4.1 仿真分析
为进一步比较这两种PFC电路的PWM信号产生机理以及实现PFC的可行性，本文采用Saber软件对其电路结构分别进行了仿真。两者采用相同的仿真参数，电路的主要仿真参数如下：
输入电压 Ui=110V/50Hz；
电感 L1=800μH；
开关频率 f=100kHz；
输出电容 Co=330μF；
电流采样电阻 R1=O.25 Ω。
图7是两种PFC电路仿真结果的列比。其中图7(a)、图7(c)分别是两者PWM调制器的输入和输出信号展开波形，图7(b)、图7(d)分别是两者输入电压电流波形。仿真结果表明采用平均电流控制技术和单周期控制技术都可以很好地实现PFC功能。
4.2 实验验证
本文应用UC3854和IRll50S分别制作了一台实验样机，实验电路的主要参数如下：输入电压为90～260V/50Hz，工作频率为lOOkHz，输出直流电压385 V，额定输出功率为300W，Boost电感800μH(采用E150型铁氧体铁芯，直径O.8 mm漆包线两股并绕60匝，气隙大约1.5mm)，输出滤波电容330 μF/450 V，功率开关管采用同批次的IXFH26N60Q，超快恢复二极管采用同批次的DSEl30-06A。
图8为额定功率下的实验结果，其中图8(a)与图8(b)分别为输入电压为110V和220V时，基于UC3854的Boost PFC变换器输入电压、电流波形；图8(c)与图8(d)分别为输入电压为110V和220V时，基于IRll50S的Boost PFC变换器输入电压、电流波形。
实验结果表明，两种PFC电路波形质量都很好，输入电流很好地跟踪了输入电压。
本实验中采用PWl00型单相功率分析仪分别测出了额定功率下，PF值随输入电压变化曲线，如图9所示。
数据表明，基于IR1150S和UC3854的BoostPFC变换器有着同样优良的PFC性能，输入电压为110V时，PF值都为0.999，输入电压为220V时，PF值都为O.996。
5 结语
本文从控制工作原理、电路结构、设计过程以及电路性能方面，对基于UC3854和IRll50S的Boost PFC变换器分别作了对比，并通过仿真和实验进行了验证。
两种PFC变换器具有同样良好的PFC性能，但采用的却是完全不同的两种控制方法。基于IRl150S的Boost PFC变换器在保持了传统的基于UC3854的Boost PFC变换器良好性能的同时，大大减少了设计的步骤，节省了电路的设计时间，减少了控制电路元器件的数量，减小了电路板面的面积，节约了成本。总而言之，在工业生产中，基于IR1150S的PFC变换器可以作为传统PFC变换器的一个很好的替代产品。
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