IGBT过电流保护方案设计

IGBT过电流保护方案设计

一般认为IGBT损坏的主要原因有两种：一是IGBT退出饱和区而进入了放大区使得开关损耗增大而损坏；二是IGBT发生短路，产生很大的瞬态电流导致IGBT损坏。IGBT的保护通常采用快速自保护的办法，即当故障发生时，关断IGBT 驱动电路，在驱动电路中实现退饱和保护；或当发生短路时，快速地关断IGBT。根据监测对象的不同IGBT的短路保护可分为VGE监测法或VCE监测法，二者原理基本相似都是利用集电极电流IC升高时VGE或VCE也会升高这一现象。当VGE或VCE超过VGE(sat）或VCE(sat）时，就自动关断IGBT的驱动电路。由于VGE在发生故障时基本不变，而VCE的变化较大，并且当退饱和发生时VGE变化也小，难以掌握因而在实践中一般采用VCE监测技术来对IGBT进行保护。
       图1a所示为工作在刪整流状态的桥式PWM变换电路（此图为正弦波正半波输入下的等效电路，上半桥的两只IGBT未画出），图1b为下半桥两只大功率器件的驱动信号和相关的器件波形。现以正半波工作过程为例进行电路分析（对于三相PWM电路，在整流、逆变工作状态或单相DC/DC工作状态下，PWM电路的分析过程及结论基本类似）。

 

图1 桥式PWM变换器及相关波形
a)电路图  b）波型图

       在图1所示的电路中，在电源VS的正半周期，将VG2,4所示的高频驱动信号加在下半桥两只IGBT的栅极上。其工作过程为
       1)在t1~ t2时刻，受驱动信号的作用，V2、V4导通（实际上是V2导通，VD4处于续流状态），在Vs的作用下通过电感Ls的电流增加，在V2上形成如图1b中VT2、VD所示的按指数规律上升的管压降波形，该管压降是通态电流在IGBT导通时在体电阻上产生的压降。
       2)t2~t3时刻，V2、V4 关断，由于电感Ls中有储能，因此在电感Ls的作用下，二极管VD2、VD4续流，形成图1b中VT2、VD的阴影部分所示的管压降波形。为了能够检测到 IGBT导通时的管压降值，应该将t1~t2时刻IGBT导通时的管压降保留，而将在t2~t3时刻检测到的IGBT的管压降的值剔除，即将图1b中VT2、VD的阴影部分所示的管压降波形剔除。
       根据以上的分析可知，在正常情况下，IGBT导通时的管压降 VCE(sat)的值都比较低，通常都小于器件手册给出的VCE(sat)的额定值。但是，如果桥式变换电路发生故障（如同一侧桥臂上的上下两只IGBT同时导通的“直通”现象），此时在下管IGBT的集电极和发射极两端将会产生比正常值大很多的管压降。若能将此故障时的管压降值快速地检测出来，就可以作为对IGBT进行保护的依据，从而对IGBT实施有效的保护。
2.短路保护电路的设计
       IGBT短路保护电路如图2所示，在图2中IC4及其外围元器件构成选通逻辑电路，由IC5及其外围元器件构成滤波及放大电路，IC2及其外围元器件构成门限比较电路，IC1及其外围元器件构成保持电路。在正常情况下，VD1、VD2、VD3的阴极所连接的IC2D、IC2C及CD4011的输出均为高电平，IC1的输出状态不会改变。假设由于某种原因，V2得到驱动信号的时候，桥式PWM变换电路的左半桥下管V2的管压降异常升高（设电平值为“高”），即V2-d端电压异常升高，则该高电平 V2-d通过R2加在VD8的阴极；同时，V2的高电平驱动信号也加在二极管VD5的阴极。对IC2C 来说，其反相输入端为高电平，若该电平值大于同相输人端的门槛电平值，则IC2C输出为“低”。该“低”电平通过VD2加在R-S触发器 IC1的R输入端，使其输出端Q的输出电平翻转，向控制系统发出IGBT 故障报警信号。

 

图2 IGBT短路保护电路

       如果是由于右半桥下管V4的管压降异常升高而引起 IC2D输出为“低”，则该“低”电平通过VD1加在R-S触发器IC1的R输入端，使其输出端Q的输出电平翻转，向控制系统发出IGBT 故障报警信号。
       由IC5A和IC5C及其外围元器件构成的滤波及放大电路，将选通电路送来的IGBT压降电压信号进行预处理后，送给由IC5B构成的加法器进行运算处理。若加法器的输出电平大于由R22和R32确定的门槛电平，则会使R-S触发器 IC1的R端的第三个输入端为“低”，也向控制系统发出IGBT 故障报警信号。改变由 R22和R32确定的门槛电平，就可以灵活地改变这第三路报警信号所代表的物理意义。图2中的端子 V4 -d、V2 -d，分另Q接在V4、Y2的集电极上，V4 -C、V2 -C分别接IGBT 器件V4、V2的驱动信号。在电路设计时应该特别注意的是，VD8、VD5、VD9、VD4必须采用快速恢复二极管。
3．IGBT过电流保护电路设计
       为了防止过电流造成IGBT模块损坏，必须有完善的故障检测和保护环节，及时检测出过电流故障，并迅速关断IGBT。IGBT过电流保护电路如图3所示。图中运放C814组成电压跟随器，其输入是来自电流互感器的输出，两个电压比较器C271组成窗口电压比较器，比较器的输出经施密特反相器连接到与门的输入端。当IGBT没有过电流时，C814的输入电压比较低，窗口电压比较器输出为高电平，因此EN信号为高电平，使IGBT驱动信号有效，反之，当IGBT过电流时，EN信号变为低电平，封锁了IGBT 驱动信号而使IGBT 关断，调节电位器RP，可以改变过电流阈值的大小。

 

图3 IGBT过电流保护电路原理图

       IGBT 由于有集电极—栅极寄生电容的密勒效应影响，能引起意外的尖峰电压，所以在设计时应让栅极电路的阻抗足够低以尽量消除其负面影响。栅极串联电阻和驱动电路内阻抗对IGBT的导通过程及驱动脉冲的波形都有很大影响。所以设计时应综合考虑。应采用慢降栅压技术来控制故障电流的下降速率，从而抑制器件的dv/dt和VCE的峰值，达到短路保护的目的。在工作电流较大的情况下，为了减小关断过电压，应尽量减小主电路的布线电感，吸收电容器应采用低感型。
4．组合保护方案
(1)逆变部分保护
       若逆变器设计为半桥式结构，驱动采用IR 公司的IR2110 半桥驱动芯片。IR2110芯片有一个封锁两路驱动的SD输入端，当此引脚为高电平时，立刻封锁两路输出，如图4所示。电压型逆变器引起短路故障的原因有如下。

 

图4 IR2110保护时序图

       1)直通短路。桥臂中某一个器件（包括反并二极管）损坏；或由于控制电路：驱动电路的故障，以及干扰引起驱动)电路误触发，造成一个桥臂中两个IGBT同时导通。
       2)负载电路短路。在某些升压变压器输出场合，变压器二次绕组短路的情况。
       3)逆变器输出直接短路。
       图5所示为直通保护电路框图。逆变器直通保护电路必须有非常快的速度，在一般情况下，如果IGBT的额定参数选择合理，10μs之内的过电流就不会损坏器件，所以必须在这个时间内关断IGBT。母线电流检测用霍尔传感器，响应速度快，是短路保护检测的最佳选择。比较器用LM319，检测值与设定值比较，一旦超过设定值马上输出保护信号封锁IGBT的驱动信号。同时用触发器构成记忆锁定保护电路，以避免保护电路在过电流时的频繁动作，并要设置外接的复位电路。

 

图5 直通保护电路框图

(2)整流部分保护
       对于大功率电压型逆变器，为了改善进线电流波形，一般在直流母线上串有滤波电感，由于电感的存在，当逆变电路一旦停止工作，如果整流电路仍处在整流状态，则电感中的能量将向电容释放，在逆变保护动作瞬间电容将承受一个很高的过冲电压，若不采取措施，可能会直接导致电容过电压损坏。尤其在负载电流很高，L中储能很大时，更加危险。
       假设逆变关断时滤波电感中的电流全部从电容C中流过，同时整流器继续输出电压Vd。图6所示为整流器在该工况时的等效电路，L与C 串联谐振，由于整流桥电流只能单向流通，所以振荡到T/4时结束，电路的谐振方程为

        初始条件为

  

        解此方程得

        式中，。
        可见在谐振到1/4 周期时，电容上的电压达到最大值VCmax之后谐振停止。

 

图6 逆变关断时整流器部分等效电路

       电容上最后电压与母线电流、电感及电容有关，对此采取在保护动作的同时将整流电路转换到逆变工作状态（触发角α拉到约150。），使滤波电感中的能量大部分回馈到电网。在实际应用中，可以采用单一的整流部分转逆变的保护方法。这种保护方法是将前级整流输入关断，故障时IGBT仍处于工作状态。这属于“软保护”，对IGBT没有应力冲击，同时也可以避免在大电流下瞬间关断可能导致IGBT超出安全工作区而处于锁定状态。