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前言： 对于传统的PWM模式控制器，比如UC384X系列，能非常好的应用在反激和正激拓扑的控制上。电流模式固有的逐个周期电流限制和超快的动态响应，是非常优秀的性能。虽然UC384X系列已经蛮老了，不能用在现在追求5&6级能效的项目上。但是有些追求可靠性的领域，还是蛮喜欢用UC384X系列的。话不多说了，下面是参考其内部控制逻辑建立的仿真模型。 第一部分 传统定频反激 UC384X的内部逻辑图： （图1 UC384X系列内部逻辑图） 首先是一个90瓦的CCM反激，其控制逻辑参考UC3842，可见下图： （图2 U固定开关频率的反激模型） 模型说明： 由V5产生一个固定的置位时钟，RS触发器和输出逻辑参考UC384X。最关键的PWM比较器，由一个if语句替代，追求最快的仿真速度。用分压电阻和限制运放的输出，控制到PWM比较器的电压不高于1V。误差放大器由传统的TL431替代，光耦用理想的流控电流源替代，于是可以得到仿真的波形： 1、20ms的启机波形： （图3 反激的启机波形） 展开细节： V（Vout）是差模电感之前的电压，纹波较大。 V（G3：1）是负载端的电压，基本纹波就比较小了。 V（Vdrain）是原边MOS漏极波形。 V（Vcs）是PWM比较器的电流信号 V（Vcomp）是PWM比较器的给定信号 （图4 反激的几个关键点波形） 做一个0.5A ~４.７Ａ 10ms切换一次的动态响应测试： 第二部分 传统定频正激 关于50%占空比的限制，可以参考下图，将S引脚脉宽设置到半个周期长度，那么PWM输出的最大脉宽就被限制住了。 （图6 UC384X系列的控制时序图） 仿真原理图： （图7 UC384X控制的双晶正激模型） 模型说明： 为了加快仿真速度，对于双管正激MOS的体二极管几乎不走电流的情况下，就直接用理想开关代替。副边也直接用二极管做整流桥，同步整流稍微麻烦。输出用一个压控电流源来做理想负载，控制逻辑和反激几乎一样。 1、 20ms的上电波形 （图8 正激启机仿真） 展开细节： V（Vdrain）是原边低端MOS的漏极电压 V（Vout） 是副边输出电压 V（Vcs） 是PWM比较器的电流信号输入 V（Vcomp）是PWM比较器的给定信号 V（D3：3） 是副边滤波电感的输入电压 I（L3） 是副边滤波电感的电流 （图9 正激几个关键点波形） 做5 A~40A 10ms一次的切换： （图9 正激模型在动态负载切换时的工作） 展开切换时的细节： 分别是加负载时：
（图10 正激模型在负载增加时） 和减负载时：
第三部分 传统半桥 传统PWM控制的半桥和全桥，一般由电压模式控制，常见的IC有SG3525A，UC3825A。是拿CT上的电压斜坡和误差放大器的输出进行比较，然后得到一个占空比去控制管子的脉宽。由于要控制半桥和全桥，需要有两路互补的驱动信号，而且还要限制住两路信号的最大占空比。 SG3525A的内部逻辑图如下：由OSC和触发器发出两路限制占空比的互补信号到NOR门。NOR门默认输出为高电平，需将关断PWM的信号送到NOR门。在SG3525A中分别有下列几个送到NOR门用来关断输出，限制脉宽。 1、 PWM比较器的输出，误差放大器的电压Vcomp高于Vramp后发出高电平到触发器的S，触发器发出高电平到NOR门，可以关闭当前输出。 2、 OSC发出的最大占空比限制，通过合理的RT和CT控制最大的占空比。 3、 ULVO IC欠压保护 4、 SHUTDOWN 过流保护信号 5、 触发器发出的两路互补驱动信号。
（图11 SG3525A的控制逻辑图） 在仿真模型中，为了提高仿真速度，我用可定义的三角波来作为CT上的电压斜坡。用0.2V和2.5V对斜坡电压进行比较可得到用来限制占空比的信号CLK。在通过触发器U6得到两路互补的驱动信号A和B，分别都送到NOR门。在仿真中，我去掉了欠压保护的控制，控制驱动的NOR门只有三个条件用来关断当前的脉宽： 1、A和B互补的驱动。 2、最大占空比限制CLK。 3、PWM比较的输出。 过流保护比较器暂时不使用，电压模式只控制占空比，动态性能要比电流模式差一点点。
（图12 电压模式半桥控制模型） 先来一个0~20ms的启机波形：
（图13 电压模式半桥启机波形） 展开细节： V(Vout_ac) 输出电压 V(L2：1) 副边滤波电感上的电压 I(L2) 副边电感上的电流纹波 V(C10:2,H1:1) 是变压器两端的电压波形 I(C10) 是隔直电容上的电流
（ 图14 电压模式半桥启机波形） 做一个10A~80A的10ms一次的切换： 可以看到这个反馈参数不是很好，动态响应比较糟糕。
（ 图14 电压模式半桥在动态负载切换时的波形） 继续展开细节部分：
（ 图15 电压模式半桥在动态负载切换时的波形） 第四部分 电压模式全桥部分： 控制模式几乎和半桥一致，只是用两路信号同时驱动对角的两颗管子，便于仿真就没有使用隔离驱动的电路，模型可见下图：
（图15 电压模式全桥的控制模型） 0~20ms的上电波形:
（图16 电压模式全桥的启机波形） 展开细节： I（L2）/10 是副边滤波电感上的纹波电路，便于观察除以10倍。 V（VREC）是副边滤波电感上的电压 V(U2:1,H1:1)/50 是原边变压器两端的电压，为了便于观察除以50倍。 I(C10) 是流过隔直电容的电流。 V(Vout_ac)是输出电压（纹波蛮大的）
（图17 电压模式全桥的启机波形） 做一个10A~100A的10ms一次的动态切换：
（图18 电压模式全桥的动态负载切换时波形） 展开细节：
（图19 电压模式全桥的动态负载切换时波形） 第五部分 电流模式的全桥控制模型仿真： 电流模式只是将原边电流引入控制，和误差放大器的比较做比较，当原边电流达到给定值时，关闭当前周期的脉宽。见控制模型：
（图20 峰值电流模式全桥的控制模型） 来一个0~20ms上电仿真：
（图21 峰值电流模式全桥的启机波形） 展开后的细节： V（GAIN:OUT）PWM比较器的给定是误差放大器的输出。 V（E7:IN+） PWM比较器电流信号 V（Vout_ac）输出电压 V（Vrec） 是副边滤波电感的电压 I（L1/10）是副边滤波电感上的电流，为了便于观察除以了10.
（图22 峰值电流模式全桥的启机波形） 做10A~100A 10ms的切换：
（图22 峰值电流模式全桥的在动态负载切换时的波形） 展开细节：
（图23 峰值电流模式全桥的在动态负载切换时的波形） |
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